| ・近頃は、夜中、最近作ったヘッドフォンアンプにＣＤプレーヤーから直に信号を導いて聴くことが多い。 ・のだが、やはりスピーカーで再生しないと体ごと演奏空間にワープすることは出来ない。 ・ので、ＣＤラインアンプを拵えてみたくなった。 ・Ｎｏ－１６８ＣＤラインアンプは既に廃用にしてしまったのだ。が、その抜け殻であるタカチＯＳ４９－２０－３３ＢＸが、入出力ピンジャック、ボリューム、ミューティングスイッチ等の付属物もろともにジャンクになって転がっている。ので、これをリユースし、電源はＮｏ－１６８の電源部をそのまま使うことにして、新たなＣＤラインアンプを拵えるてみようか、という気分になったのである。 ・で、ミューティングスイッチは使わないので、この際、その穴を有効活用して、ヘッドフォンジャックをそこに取り付けることにしてはどうだろう。 ・すなわち、ラインアンプ兼ヘッドフォンアンプとして拵えてみようかな、と。 |
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| ・まずは回路。なのだが、アンプの負荷としてヘッドフォンの低い負荷も想定しつつこうしてみた。のだがどうだろう。 ・初段差動出力をフォールデット・カスコード回路で折り返し、その一方をさらにカレントミラーで折り返してＰ－Ｐ合成して終段ＰＰダーリントンエミッタフォロアに引き渡す。 |
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| ・初段の動作点をＩｄ＝２．３３ｍＡとして、２ＳＫ３０ＡＴＭの裸のｇｍは規格表から２．４ｍＳ。オフセット調整用のソース抵抗５０Ω（片側分）により電流帰還が掛かるので、初段のｇｍ＝２．４/（１＋２．４＊０．０５）＝２．１４ｍＳ。差動なので本来はその１／２だが、２段目でＰＰ合成され２倍になるので結局２．１４ｍＳ。 ・フォールデット・カスコードのゲインは当然１倍。終段ダーリントンエミッタフォロアも１倍。 ・なので、低域におけるオープンゲインは２．１４ｍＳ×２段目の負荷抵抗値。 ・で、２段目の負荷抵抗値は、フォールデット・カスコード回路の出力抵抗及びカレントミラー回路の出力抵抗、そして終段の入力抵抗の並列合成値だが、２ＳＡ８７２Ａ及び２ＳＣ１７７５Ａの裸の出力抵抗は動作点が２．３３ｍＡなので規格表からどちらもまぁ４０ｋΩ、またどちらも裸のｇｍ＝４０＊２．３３ｍＡ＝９３．２ｍＳとして、エミッタ抵抗による電流帰還効果で出力抵抗は（１＋ｇｍ＊Ｒｅ）倍なので、その出力抵抗は４．５ＭΩと８．９ＭΩ。終段の入力抵抗はダーリントン各ＴＲのｈｆｅをまぁ１００としてアンプ出力が無負荷の場合は（６．８ｋ＋６８０）×１００×１００≒７５MΩ。なので、これらを並列合成すると２．８７ＭΩ。 ・従って、低域でのゲインは２．１４ｍＳ＊２８７０ｋΩ＝６１４２≒７５．８ｄＢ。 ・高域のゲインは、初段のｇｍ＊２段目出力ノードにぶら下がる寄生容量のインピーダンス になるのでＱ６、Ｑ７のＣｏｂ等の寄生容量をとりあえず１０ｐＦと見込めば、電圧ゲイン＝0.00214／（２πｆ＊0.00000000001）なので、１０ｋＨｚで７２ｄＢ、１００ｋＨｚで５２ｄＢ、１ＭＨｚで３２ｄＢ、１０ＭＨｚで１２ｄＢ。 ・したがって、双方から見てオープンゲインのカットオフｆｃは７～８ｋＨｚ程度。 ・そして、ループゲインが０ｄＢとなる利得交点周波数は、ｇｍ／（２πｆＣ）が＝クローズドゲイン、すなわち＝１／βになる周波数ｆなので、そのｆ＝ｇｍ＊β/（２πＣ）＝０．００２１４＊０．０９１／（６．２８＊０．００００００００００１）≒３．１ＭＨｚ。 ・私のような素人には利得交点周波数は３ＭＨｚ以下が望ましい。と言われているので、僅かに高いのだがまぁいいだろう。初段にもっとｇｍの大きいＦＥＴを起用すると、利得交点周波数はそれに比例して３ＭＨｚ以上の領域に伸びてしまうので、この場合初段はｇｍの小さい２ＳＫ３０でちょうど良いということである。あえてｇｍの大きいＦＥＴを初段に起用した場合、別途の位相補償Ｃを２段目に加える必要が出てくるし、その結果スルー・レートも小さくなってしまう。 ・と、概算されるのだが、果たしてどうか。 ・ＬＴＳｐｉｃｅで占ってみる。 |
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| ・その結果はこれだが、オープンゲイン（赤）は低域で７５ｄＢと計算よりちょっと少ない。が、まぁこんなものだろう。高域のオープンゲインは１０ｋＨｚでは７０ｄＢだが、１００ｋＨｚでは５２ｄＢ、１ＭＨｚで３２ｄＢと計算通りであり、ループゲイン（青）が０ｄＢとなる利得交点周波数も３．１ＭＨｚ程度とこれも計算どおり。なので、２段目出力ノードにぶら下がっている寄生容量も見込み通り１０ｐＦで良いようだ。と言ってもこの場合の寄生容量には素子の端子間容量は反映されているが、実機に組んだ場合に生じてくる配線間の寄生容量等は反映されていないので、実機ではもう少し寄生容量が増えるだろう。 ・ともあれ、この結果、この２段目出力ノードにぶら下がっている寄生容量により利得交点周波数も上手いところに収まり、クローズドゲイン（緑）の１ＭＨｚ超の領域にはピークも生じることなくスムーズに減衰していることから、この場合別途の位相補償措置は不要だろうということになる。 ・が、Ｃｏｂなどの質の悪い容量に頼っているのはいかがなものか。という意見は当然で、Ｃｏｂをキャンセルするなどして、ＳＥコンなど上質なＣで位相補償するのが本当は良いのだろう。が、まぁ、素人なのでこの辺で妥協する。 |
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| ・ところで、オープンゲインは２．１４ｍＳ＊２段目出力ノードのインピーダンスなので、アンプ出力に負荷が繋がってダーリントンエミッタフォロアの入力インピーダンスが低下するとオープンゲインは小さくなる。 ・例えば負荷に最近のヘッドフォンでは普通と思われる３０Ωが繋がった場合、ダーリントンエミッタフォロアの入力インピーダンスは３０＊１００００＝３００ｋΩとなるので２段目並列合成抵抗値は２７０ｋΩに低下する。したがってこの場合のオープンゲインは２．１４ｍＳ＊２７０ｋΩ＝５７８≒５５ｄＢ程度になるだろう。 ・という当たりを、ＬＴＳｐｉｃｅでアンプ負荷を３０Ω、３００Ω、３ｋΩ、３０ｋΩとしたパラメトリック解析で占う。 |
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| ・オープンゲイン（赤）は、負荷３０Ωの場合５３．５ｄＢ、３００Ωの場合６９ｄＢ、３ｋΩの場合７４ｄＢ、３０ｋΩの場合７４．９ｄＢと、ほぼ想定どおり。 ・で、この場合負荷３０Ωの場合でも３０ｄＢ以上のＮＦＢが確保されるのでＮＦＢ量としても、また、電流供給能力的にも２段目が２．３３＊２＝４．６６ｍＡなので、３０Ω程度の最近の低インピーダンスヘッドフォンもこれで十分ドライブ可能だろう。また、スルー・レートについても最大で４．６６ｍＡ／１０ｐＦ＝４６６Ｖ／ｕＳが見込める。 ・ので、まぁ、こんなもので良いかな。（＾＾） |
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| ・ということで、実際に組んでみる。 |
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| ・その回路はこう。 ・ＬＴＳｐｉｃｅで占った回路そのものである。 |
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| ・で、早速その動作が適切かどうかを方形波応答で確認する。 ・上から１０ｋＨｚ、１００ｋＨｚ、５００ｋＨｚ、１ＭＨｚの方形波応答で、左はＬＴＳｐｉｃｅの占い波形、右が実機の応答波形。 ・入力は１Ｖｐ－ｐであり、どの写真も下の波形が入力波形、上の波形が出力波形。 |
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| １０ｋＨｚ | １０ｋＨｚ 無負荷 下：０．５Ｖ／div 上：５V／div |
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| １００ｋＨｚ | １００ｋＨｚ 無負荷 下：０．５Ｖ／div 上：５V／div |
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| ５００ｋＨｚ | ５００ｋＨｚ 無負荷 下：０．５Ｖ／div 上：５V／div |
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| １ＭＨｚ | １ＭＨｚ 無負荷 下：０．５Ｖ／div 上：５V／div |
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| ・こうしてみると、実機の方形波の立ち上がり、立ち下がりはＬＴＳｐｉｃｅが示すものよりやや遅い。のは、そもそも発振器の出力自体がなまくらであるということもあるが、実機では２段目出力ノードにデバイスモデルにはないもろもろの寄生容量がぶら下がるためでもあろう。が、それはそれで安定方向に働くので問題はない。 ・で、結論的にも全く問題のない方形波応答である。 |
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| ・というわけで、ケースに収めて出来上がりだ。 ・めでたし、めでたし。（＾＾） |
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| ・と、行きたいところだったのだが、なかなかそう簡単には問屋が卸してくれない。のがこの世の常である。 ・というのは、残念ながらＤＣオフセットとＤＣドリフトが実用許容範囲を超えて大きいのである。 |
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| ・ので、せっかく組み立てたのに即解体ということではせつないので、原因を想定して対応策を考える。 ・で、その原因だが、まぁ最大の原因は初段２ＳＫ３０ＡＴＭのペア選別が下手だということだろう。（＾＾； が、さらに付け加えれば、初段の動作点が２．３３ｍＡ、その動作時電圧が２５Ｖで、初段２ＳＫ３０の損失が６０ｍＷ程にもなるところが大きい要因ではないかなぁ。。。 ・なので、試しに電源を±１２Ｖ程度の鉛バッテリーから供給するとＤＣオフセットもＤＣドリフトも小さくなるのである。 ・だから、対応策としては、 ・①Ｎｏ－１６８の電源の流用を諦めて、電池電源を使用した電池式ＣＤラインアンプにする。 ・②レギュレーターを導入して、供給電源電圧を下げる。 ・③初段にカスコード回路等を付加して２ＳＫ３０にかかる電圧を下げる。 ・④初段２ＳＫ３０の動作電流を減らす。 ・などが考えられるのだが、①、②はそれぞれ違った意味でやや面倒。③は基板上にスペースがない。④は多少高域特性を悪くする。 ・などとそれぞれ問題はある。が、とりあえず一番簡単にできる④を試してみた。 ・結果、ＤＣオフセットとＤＣドリフトは実用許容範囲に収まる感じになった。 ・ので、とりあえずこれでいこうかなぁ。。。と思っていた。 |
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| ・のだが、どこからか「たまには発想の違う対応策を採用してはどうだ。」と、悪魔の声が聞こえて来るのだった。（＾＾； ・何か？ ・Ｋ教徒なら決して採用してはいけない「ＤＣサーボでどうだ。」と。 ・ええぇぇぇ。。。。！ ・そうですねぇ。。。ＤＣサーボであれば、アクティブサーボではなく簡単に導入できるパッシブサーボではどうでしょうか。。。（＾＾； ・で、回路はこうなった。 |
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| ・抵抗１本とコンデンサー１個が増えただけである。で、これらは基板裏側に取り付けた。 ・結果、このラインアンプはＤＣアンプではなくなり、ＡＣアンプに堕落した。ということになってしまった。（＾＾； ・が、オフセットやドリフトはピクリともしないといった感じの状況になった。大体±１ｍＶ以内。まさに真空管プリアンプでＡＯＣを取り付けた時と同じ感じ。 ・で、音もまぁ。。。違うと言えばちょっと違うような気もしないでもないが、違わないと言えば違わないのではないか。といった感じ。（＾＾； |
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| ・なので、これで行こうかと殆ど思っている。 ・のだが、一応このパッシブＤＣサーボの意味をＬＴＳｐｉｃｅで占っておく。 ・先ずはゲイン＆位相－周波数特性で、負荷を３０Ω、３００Ω、３ｋΩ、３０ｋΩとパラメトリックに変化させて観る。 |
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| ・で、結果はこれ。 ・オープンゲイン（赤）には何の変化もない。下から負荷３０Ω、３００Ω、３ｋΩ、３０ｋΩの場合。が、クローズドゲイン（緑）の方は１０Ｈｚ以下で緩やかに低下を始め、１Ｈｚで△５ｄＢ程度となり０．０１Ｈｚでは殆ど０ｄＢとなっている。 ・これがパッシブＤＣサーボ効果が働いた結果だが、それはループゲイン（青）が１０Ｈｚ以下で上昇し、どの負荷の場合も１０Ｈｚ以上に対してＤＣ領域で２０ｄＢ程度増加したことによるもので、要するにＤＣ領域でＮＦＢが２０ｄＢ程度増加し、その結果ＤＣ領域の電圧ゲインが０ｄＢ（１倍）になったわけだ。 ・だから出力のＤＣオフセットは入力オフセット電圧そのものに抑制される。 |
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| ・過渡特性はどうか？ ・と言うことで１００ｋＨｚ方形波応答波形を占う。 |
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・何も問題がない。と言いたいところだが、どうもそうではない。 ・応答波形の形自体には何も問題はないのだが、その電位がおかしい。 ・というのは、この場合入力は±０．５Ｖで入力にＤＣオフセット電圧などは加えていない。にもかかわらず、出力は左の通り＋１０．５Ｖ、－０．５Ｖの１１Ｖｐ－ｐになっている。 ・なるほど。これがＫ式的に言うところのプラス５ＶのＤＣ歪みの発生！ということなのかもしれない。 ・そしてこのＤＣ歪みがアンプ各部の動作点を不規則に揺さぶって、結果、静けさのない、賑やかで耳障りなＡＣアンプ特有の音を醸し出す。 ・ということ？（＾＾；；； ←だから言わんこっちゃない（－－） |
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・が、左は同様にＬＴＳｐｉｃｅが占う１ＭＨｚの正弦波応答波形。 ・振幅もわざと２倍の±１Ｖｐ－ｐ入力にしたので±１１Ｖｐ－ｐになっている。 ・で、この場合は全くＤＣオフセットが生じていない。すなわちＤＣ歪みは生じていない。 ・ということは、少なくとも１ＭＨｚの±１Ｖｐ－ｐ正弦波入力までのスピードの信号入力ならば問題はない訳で、ＤＣ歪みの発生など、要するに過渡応答上の問題は、上の方形波のような超スピードの過渡的入力があった場合でなければ生じない。ということではないか。と、観じられる。 ・であるならば、実際の音楽信号には方形波のような超スピードの信号はないので、現実的には何も問題ないと考えて良いのではなかろうか。 ・大体においてＣＤには２0ｋＨｚ正弦波以上の信号は入っていないし。 |
| ・と、まぁ、そのように手前勝手に考えたいのだが、それではアクティブサーボならどうなるのだろう？という興味が湧いたので、下のようなＡＯＣ（もどき）の回路でオフセットコントロールした場合はどうなるのか？をＬＴＳｐｉｃｅで占ってみる。 ・先ずはゲイン＆位相－周波数特性で、負荷を３０Ω、３００Ω、３ｋΩ、３０ｋΩとパラメトリックに変化させて観る。 |
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| ・で、その結果がこれだが。。。 ・ええぇぇぇ。。。。！？ ・何故かオープンゲイン(赤）自体がが４、５ｋＨｚから低域に向かって減少し、それが１００Ｈｚ以下ではアンプ負荷に関わらず一定になって、１Ｈｚ当たりでクローズドゲイン（緑）と同量となり、ＤＣにおいてマイナス１５ｄＢに収束している。 ・が、ループゲイン（青）もオープンゲインと平行を保ったまま低域方向へＤＣにおいてマイナス３５．８ｄＢまで減少していくため、結果、クローズドゲイン（緑）は低域方向へ１０Ｈｚ程度までは２０．８ｄＢを維持するが、それ以下ではゲインを減じて、最終的にＤＣではマイナス１５ｄＢのゲインになっている。 ・マイナス１５ｄＢとはすなわち０．１７６である。から、この場合、アンプ入力に加わったＤＣ電圧は、０．１７６倍に抑圧されて出力されるということになる。パッシブサーボの場合は入力されたＤＣ電圧はそのままで出力される（要するにゲイン０ｄＢ）であるのに対して、出力されるＤＣ電圧が入力ＤＣ電圧未満に抑圧されるのがアクティブサーボであるわけだ。 ・で、アクティブサーボでもその影響はアンプ出力を受け取る入力部分の８２０ｋΩと２．２ｕＦによる時定数以下、あるいはその１０倍程度の周波数以下の領域にしか及ばないのではないかと思っていたのだが、これを見ると４、５ｋＨｚという領域にも及んでいるということになる。 ・う～む。。。本当なのかなぁ。あるいは、この場合はオープンゲイン、ループゲインを求める式が妥当でないのかも（＾＾；？ |
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| ・過渡特性はどうだろう？ ・ということでパッシブサーボと同様に１００ｋＨｚ方形波応答波形と１ＭＨｚ正弦波応答を占う。 |
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| ・結果はこれだが、方形波応答の方は、波形の形自体には何の問題がないが、やはりＤＣ電位が＋５Ｖずれている。これに対して正弦波応答の方は形もＤＣ電位にも何ら問題がない。 ・全くパッシブサーボの場合と同じだ。 |
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| ・となると、パッシブサーボとこの形のオフセットコントールの違いは何なのだろう？ ・オフセットやＤＣ入力に対する抑圧作用は勿論アクティブサーボのオフセットコントロールの方が強い。 ・が、後は同じ？ なのではなかろうか。 ・まぁ、信号増幅経路のＮＦＢループにコンデンサーが入るか入らないかということがＤＣアンプ的には重大な違いだ。とは思うが。（＾＾； |
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| ・ところで、このラインアンプのスルー・レートについては最大で４．６６ｍＡ／１０ｐＦ＝４６６Ｖ／ｕＳが見込める。と、上の方でも書いた。 ・とすれば、４６６Ｖ／ｕＳ＝π＊ｆ＊Ｖｐ－ｐなので、４０Ｖｐ－ｐ出力（ほぼこのＣＤラインアンプの最大出力電圧）でｆ＝４６６００００００／（３．１４＊４０）＝３．７ＭＨｚの正弦波を出力できることを期待できるということになる。 ・ので、３．７ＭＨｚ正弦波を４０Ｖｐ－ｐで出力出来るかどうかをＬＴＳｐｉｃｅで占ってみよう。 |
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| ・その結果はこう。 ・まぁ、正弦波に見えないことはない。少なくとも三角波的にはなっていない。 ・ので、４６６Ｖ／ｕＳのスルーレートがあるのかもしれない。 |
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| ・ので、正確に観るには方形波を過大入力してその立ち上がり波形部分を時間軸拡大してその傾きを見ればよいのでやってみる。 ・１００ｋＨｚ方形波を過大入力して立ち上がりの応答を時間軸拡大してみたのがこれだが、まぁ、最大のところで０．０４ｕＳで１８Ｖ強立ち上がっているので、１８×２５＝４５０Ｖ／ｕＳ以上ではあるということになる。 |
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| ・で、実機はどうか？なのだが、当然これをかなり下回るだろう。また、そんなに高速に立ち上がる発振器はないのでそもそも計れない。たとえあったとしても、そんなに高速に立ち上がる信号をアンプに入力してアンプにとって何も良いことはない。ので、実機の方のスルーレートは不明。（＾＾； | |
| ・また、この際、参考までに１ｋＨｚ正弦波入力に対する出力正弦波のＦＦＴを占っておこう。なお、負荷は他のヘッドフォンアンプと同条件にするため３００Ωである。 |
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| ・先ずは入力±１Ｖｐ－ｐ。すなわち出力は±１１Ｖｐ－ｐ。 ・高調波自体の分布及びレベルについてみると、最近作ったヘッドフォンアンプより良いようなのだが、何故か背景ノイズのグランドレベル？が周波数に反比例して高くなっている。これはやはりパッシブＤＣサーボのせいかなぁ。（＾＾； ・が、歪率としてはＬＴＳｐｉｃｅは、 ・Total Harmonic Distortion: 0.013864%。 ・と占っており、これは最近拵えた上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプ、完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプより優れている。 ・のは、電源電圧がこれらより高いことも効いているだろう。 |
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| ・次に入力レベルを±０．１２８６Ｖｐ－ｐとして、出力を±１．４１４Ｖｐ－ｐ（すなわち１Ｖr.m.s.）にした場合。 ・２次高調波が－１１０ｄＢ程度とこれも他のヘッドフォンアンプと同程度になっているが、やはり背景グランドノイズ？の現れ方は同じだ。やはりこれはＤＣに向かってゲインが減っていく（要するにＡＣアンプ）の場合の現れ方なのだろう。 ・が、歪率としては ・Total Harmonic Distortion: 0.000242%。 ・やはりこれも、最近拵えた上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプ、完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプより優れている。 |
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| ・次に入力レベル±０．１２８６Ｖｐ－ｐ、出力±１．４１４Ｖｐ－ｐ（すなわち１Ｖr.m.s.）で、負荷３０Ωの場合のＦＦＴ。 ・やはり高調波が一気に増加するが、歪率は ・Total Harmonic Distortion: 0.150124%。 ・であり、これも最近拵えた上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプ、完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプとの比較では最良値である。 |
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| ・さて、最後に音だが、近頃拵えた上下対称電流帰還型ヘッドフォンアンプと完全対称電圧帰還型ヘッドフォンアンプ、そしてこのアンプをＨＤ６００で聴いて比べてみた。 ・どれも似たような音だ。（爆） ・が、敢えて言えば、高域で負荷インピーダンスを担うコンデンサーの質が音の差として出ている感じはある。すなわち、それを主にＳＥコンデンサーが担っている完全対称電圧帰還型がやはり一番。半導体素子のＣｏｂ等がそれを担っている上下対称電流帰還型と今回拵えたＣＤラインアンプ兼ヘッドフォンアンプの音はやはり良く似ているが、完全対称電圧帰還型と比べてしまうと順位としては同着の２番と言わざるを得ない感じ。 ・が、駄耳の私にはその差は僅かで、それぞれに十分に良い音。 ・なので、このＣＤラインアンプ兼ヘッドフォンアンプは演奏空間へワープする道具として存在してもらうことにした。（＾＾） |
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